Получение двумерных радиолокационных изображений c оценкой скорости при помощи РЛС с MIMO и OFDM для автомобильных приложений

18 января 2018

Беспилотные автомобили, грузовики и легковые авто, — это уже не завтрашний день, а настоящий. Безусловно, этот прорыв связан с развитием систем содействия управлению транспортным средством (ADAS), систем автономного вождения, электродвигателей. При этом важную роль в развитии автоиндустрии играют современные технологии РЛС, глаза и уши «умного» автомобиля. В статье, перевод которой мы предлагаем, речь пойдет о новом методе получения при помощи РЛС с MIMO и OFDM двумерного радиолокационного изображения, позволяющего автомобильному радару определять скорость объектов.

Авторы:

Йок Лин Сит, Туи Т. Нгуен, Кристиан Старм, Томас Цвик
Институт радиочастотной инженерии и электроники. Технологический институт Карлсруэ. Германия.

---

Статья представляет концепцию получения при помощи РЛС с MIMO, основанной на мультиплексировании с ортогональным частотным разделением каналов (англ. Orthogonal Frequency-Division Multiplexing, OFDM), двумерного радиолокационного изображения, позволяющего автомобильной 24 ГГц РЛС определять скорость объектов. Передаваемый OFDM-сигнал разработан таким образом, чтобы каждый передатчик испускал сигналы на своей поднесущей, сохраняя при этом общий диапазон частот, а значит и разрешение по дальности. Для расширения возможностей основной антенной решетки при минимальном количестве приемопередающих элементов используется концепция «виртуальной» антенной решетки. Используя методы формирования ДНА вместе с инновационными методами обработки радиосигналов, можно определить дальность, доплеровское смещение и азимут для произвольного количества объектов (относительно количества элементов в антенной решетке) при одновременной передаче сигналов.

I. Введение

Система радиолокации OFDM и связи (англ. Radar and Communication, RadCom), предложенная в [1], выглядит многообещающе для оценки скорости и дальности, а подтверждение этих измерений можно найти в [2]. Система RadCom была использована в автомобильных приложениях на частоте 24 ГГц, но так как ее радиолокационные возможности сравнимы с такими традиционными РЛС, как РЛС непрерывного излучения с частотной модуляцией (англ. Frequency Modulated Continuous Wave, FMCW), авторы намерены расширять возможности своей РЛС для поддержки возможности двумерной визуализации дальности, азимута и скорости. RadCom, будучи SISO-системой (single-input-single-output, «один вход – один выход»), не может определить направление приема сигнала (англ. Direction of Arrival, DOA), отсюда и возникла необходимость расширения системы RadCom до MIMO-конфигурации (multi-input-multi-output, «множественный вход — множественный выход»). Чтобы сгенерировать набор несогласованных передаваемых сигналов, традиционная структура OFDM-сигнала, используемого в RadCom, была модифицирована таким образом, чтобы каждая передающая антенна испускала сигналы только на уникальной поднесущей. Со стороны приемника каждая антенна должна принимать отраженные от объекта несвязанные сигналы от всех передатчиков. Использование «виртуальной» антенной решетки для расширения возможностей основной антенной решетки повысит разрешающую способность РЛС по угловым координатам при минимально возможном количестве приемопередающих антенных элементов.

Оценка DOA при помощи MIMO-обработки может быть выполнена за счет оценки различий по фазе отраженных объектов между переданными и принятыми сигналами антенн, разнесенных друг от друга на небольшое расстояние. Различия по фазе вызваны небольшой разницей длины путей сигнала до объектов и обратно. Эта разница по фазе используется для формирования виртуального управляющего вектора (формирование ДНА) для оценки DOA на приемнике. MUSIC (Multiple Signal Classification) [3] – один из наиболее хорошо изученных алгоритмов среди алгоритмов оценки DOA на основе антенной решетки. MUSIC прост в реализации, имеет множество модифицированных версий для различных сценариев использования и предоставляет высокое разрешение. В этой статье был выбран алгоритм MUSIC, так как его спектр можно использовать в качестве выходного радиолокационного изображения без необходимости в пост-обработке предполагаемых позиций объекта, в отличие от метода ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques) [4].

Цель этой работы – совместить модель OFDM-сигнала с алгоритмом DOA, чтобы выполнить двухмерное сканирование для получения радиолокационного изображения, позволяющего определить дальность, допплеровское смещение и азимут (с применением в автомобильной сфере). Использование в качестве радиолокационных сигналов OFDM-сигналов, имеющих способность переносить информацию, также позволяет осуществлять связь автомобиль-автомобиль и автомобиль-инфраструктура.

Статья имеет следующую структуру. Сначала обсуждается моделирование сигнала для MIMO РЛС, затем приводится структура антенной решетки MIMO. Далее представлен алгоритм обработки радиолокационных сигналов, после чего, обсуждается входная ковариационная матрица алгоритма MUSIC. Наконец, представлена оценка DOA при помощи MUSIC, а также результаты моделирования.

II. Модель сигнала

Радиолокационный сигнал – OFDM-сигнал, в котором произвольные или задаваемые пользователем данные модулируются на каждой ортогональной поднесущей. Чтобы добиться от нескольких передающих антенн (каналов) одновременной несогласованной передачи, используется предложенная авторами в [5] чередующаяся структура OFDM. В одном OFDM-кадре передачи с N_с поднесущими и N_sym символов поднесущие распределены по передающим антеннам таким образом, чтобы каждая антенна излучала сигналы на уникальных подканалах. Схема распределения поднесущих для четырех передающих антенн (N_Tx = 4) показана на рисунке 1.

Рисунок 1. Структура наложения 4 каналов.

Каждой активной антенне назначена N_Tx-я поднесущая. Отсюда переданный антенной p сигнал, где p = 0,…, N_Tx – 1, может быть описан следующим образом:

Здесь N_{c, mod} = N_c /N_Tx – количество поднесущих, назначенных одной антенне (где N_c – общее количество поднесущих всех антенн в MIMO-системе), N_sym – общее количество последовательно переданных OFDM-символов, а d_Tx – комплексный модуляционный символ, который является данными о полезной информации.

Основной причиной использования такой структуры является обеспечение неизменного разрешения по дальности, зависящего от ширины полосы сигнала. Если используется структура «блока» (в которой несколько первых последовательных поднесущих составляют один блок для первой антенны и так далее), разрешение по дальности уменьшается пропорционально количеству антенн. В идеале, при хорошей синхронизации всех поднесущих по времени и частоте, антенны не будут иметь никаких помех от других каналов (или от других поднесущих), следовательно, отношение сигнала к помехам будет равно нулю.

В зависимости от количества передающих антенн N_Tx, множественные передаваемые сигналы имеют линейную задержку по фазе с различными R, вызванную небольшими различиями в расположении приемопередающих антенных решеток. Определяя N_Rx как количество принимающих антенн, принимаемый q-й антенной сигнал y_q(t), где q = 0, …, N_Rx – 1, является наложением всех передаваемых сигналов N_Tx.

Здесь a(μ,n) указывает на комплексное затухание амплитуды при передаче сигнала объекту и обратно, T_OFDM – длительность передаваемого символа с учетом цикличного префикса, а v_rel – относительная скорость движущегося объекта.

III. Обработка радиолокационных сигналов

Основываясь на (2), можно сказать, что искажения, вызванные каналом, полностью содержатся в принимаемых комплексных модуляционных символах d_Rx, которые приемник получает на выходе OFDM-демультиплексора до выравнивания каналов и декодирования. В свою очередь, передаваемый символ d_Tx выполняет переменную во времени передаточную функцию в частотной области канала. Функция обрабатывается при помощи простого поэлементного деления:

Импульсная характеристика канала, содержащая информацию о дальности, может быть определена при помощи обратного дискретного преобразования Фурье (англ. Inverse Discrete Fourier Transform, IDFT) k_R(n) и дискретного преобразования Фурье (англ. Discrete Fourier Transform, DFT) k_D(μ):

Геометрия MIMO-антенны

Линейная антенная решетка, состоящая из N_Tx передающих элементов и N_Rx принимающих элементов MIMO-антенны, показана на рисунке 2. Разнесение передающих антенн составляет d_t = N_Rxd_r и d_r = λ/2. Приемная антенная решетка из N_Rx элементов может быть преобразована в «виртуальную» антенную решетку (более подробно в [6]) из N_Tx×N_Rx элементов. Эта конфигурация позволяет использовать максимально широко возможности основной антенной решетки с наименьшим количеством реальных антенных элементов. Угол φ – угол азимута объекта относительно антенной решетки.

Как p-я передающая антенна, так и q-я приемная антенна должны быть расположены в двумерном декартовом пространстве. Определяя v_t (φ) как вектор управления передачи с порядком N_Tx×1, а v_r (φ) как вектор управления приема с порядком N_Rx×1, векторы управления имеют следующий вид:

где β=2π/λ, а u – единичный вектор ориентации. Таким образом, виртуальная решетка для такой конфигурации антенн имеет следующий вид:

где ⨂ — оператор произведения Кронекера. Таким образом, порядок v(u) — N_Tx N_Rx×1.

Рисунок 2. Геометрия антенны для двумерной визуализации РЛС и результирующая виртуальная решетка.

IV. Оценка DOA при помощи MUSIC

Теоретически методы обработки сигналов нескольких антенн могут применяться к принятым сигналам основной полосы частот. Однако в случае радиолокационных сигналов OFDM к значениям дальности r_i(k) и допплеровских смещений v_i(l), где i = 1, …, P применяется алгоритм MUSIC для уменьшения объема обрабатываемых данных. Виртуальные приемные антенны состоят из P элементов, выходные данные всех антенн P представляются в виде уравнения (12), которое является входными данными для алгоритма MUSIC.

E_W – собственный вектор ковариационной матрицы, полученной из (12), чьи столбцы зависят от уровня помех . Спектр MUSIC можно представить в виде (13) и построить без дополнительных этапов обработки.

V. Моделирование и результаты

Полная модель системы OFDM-приемника, передатчика, каналов и алгоритма обработки РЛС-сигналов была выполнена в системе MATLAB. Детали настройки системы содержатся в [7].

Передатчик генерирует чередующуюся структуру OFDM-кадра для каждой передающей антенны в зависимости от количества элементов. Произвольные данные модулируются на поднесущих частотах при помощи 4-PSK модуляции на частотном интервале перед конвертированием сигналов на временном интервале при помощи обратного дискретного преобразования Фурье. Модель точечного рассеивателя имитирует отражение каждого переданного сигнала на произвольном количестве точечных рассеивателей, расположенных на различных расстояниях и под различными углами от передатчика. Эффективную площадь рассеяния (ЭПР, англ. Radar Cross Section, RCS) каждого точечного рассеивателя можно определить, а время задержки, сдвиг по фазе и затухание отраженного передаваемого сигнала можно вычислить. Характеристики целей приведены в таблице 1. Вся ЭПР целей сведена к 10 дБм². Затухание сигнала состоит из пространственного затухания, а также затухания, вызванного ЭПР. Отраженные от различных точечных рассеивателей сигналы накладываются друг на друга. В этой модели не учитывается мощность передачи и коэффициент усиления антенны, так как главная цель эксперимента – продемонстрировать возможности MIMO РЛС на основе OFDM для оценки DOA. Отношение сигнал-шум было установлено на 20 дБ.

Таблица 1. Характеристики целей.

Объект	Расстояние [м]	Скорость [м/с]	Азимут [градус]
A	20	-10	10
B	20	-10	15
C	35	-18	15
D	35	20	-20
T	35	20	-25
F	50	25	-27

Каждая приемная антенна подключена к одному приемнику. Со стороны приемника сигнал конвертируется обратно для основной полосы частот, и производится выборка на скорости передачи модуляционных символов. На каждом приемнике при помощи преобразования Фурье восстанавливаются модуляционные символы и извлекаются N_Tx сигналы. Эти полученные символы с линейным чередованием фаз передаются в блок обработки сигналов, применяя алгоритм (4) к (8). Вычисленные расстояния до объектов кадров N_Tx×N_Rx группируются вместе и обрабатываются, чтобы получить (12), а в (13) применяется алгоритм MUSIC. Во время эксперимента разрешение или шаг приемного и передающего вектора управления составляет 0,01 радиан или 0,57 градусов.

Основываясь на конфигурации 4×4 MIMO РЛС, рисунок 3 показывает наложенные радиолокационные изображения относительных скоростей и углов азимута на всей дальности работы РЛС. На рисунках 3 и 4 видно, что объекты на одинаковых расстояниях различимы при азимуте в 5 градусов. Из рисунка 4 видно, что разрешение по скорости поддерживается на уровне около 2 м/с (см. [7]). Рисунок 6 показывает одиночный объект на расстоянии 50 м.

При угловом разрешении в 5 градусов, достигаемом при помощи 4×4 24 ГГц приемопередающих антенн, а также с возможностями по оценке расстояния и допплеровского смещения, сохраненных за счет использования структуры OFDM, этот эксперимент показал возможность интегрирования двумерной визуализации в автомобильную РЛС. Одним из следующих шагов является анализ влияния характеристик физических антенных решеток на систему.

Рисунок 3. 4×4 двумерное изображение РЛС, показывающее относительную скорость и азимут.

Рисунок 4. 4×4 двумерное изображение РЛС, показывающее относительную скорость и азимут на 20 м.

Рисунок 5. 4×4 двумерное изображение РЛС, показывающее относительную скорость и азимут на 35 м.

Рисунок 6. 4×4 двумерное изображение РЛС, показывающее относительную скорость и азимут на 50 м.

VI. Заключение

Идея использования двумерной радиолокационной визуализации для РЛС с MIMO и OFDM, использующих спектральные чередования, была представлена и продемонстрирована при помощи моделирования. В рамках MIMO-обработки использовались линейные приемопередающие антенны вместе с «виртуальными» антенными решетками для расширения возможностей «реальной» антенной решетки при минимальном количестве элементов. При использовании системы 4×4 объекты различимы как по азимуту, так и по вертикальным углам при 5 градусах. Данная конфигурация, с учетом использования ее в автомобильной промышленности, предоставляет достаточно хорошее угловое разрешение при одновременной оценке дальности и допплеровского смещения.

Список использованной литературы

[1] C. Sturm, T. Zwick, and W. Wiesbeck, “An OFDM System Concept for Joint Radar and Communications Operations,” in Vehicular Technology Conference, 2009. VTC Spring 2009. IEEE 69th, Apr. 2009, pp. 1 –5.
[2] C. Sturm, T. Zwick, W. Wiesbeck, and M. Braun, “Performance Verification of Symbol-based OFDM Radar Processing,” in Radar Conference, 2010 IEEE, May. 2010, pp. 60 –63.
[3] R. Schmidt, “Multiple emitter location and signal parameter estimation,” Antennas and Propagation, IEEE Transactions on, vol. 34, no. 3, pp. 276 – 280, Mar. 1986.
[4] A. Paulraj, R. Roy, and T. Kailath, “A subspace rotation approach to signal parameter estimation,” Proceedings of the IEEE, vol. 74, no. 7, pp. 1044 – 1046, Jul. 1986.
[5] C. Sturm, Y. L. Sit, M. Braun, and T. Zwick, “Spectrally Interleaved Multi-Carrier Signals for Radar Network Applications and MIMO Radar,” IET Radar, Sonar & Navigation Journal, 2012, accepted for publication.
[6] D. Bliss and K. Forsythe, “Multiple-input multiple-output (MIMO) radar and imaging: degrees of freedom and resolution,” in Signals, Systems and Computers, 2004. Conference Record of the Thirty-Seventh Asilomar Conference on, vol. 1, 2003, pp. 54–59 Vol.1.
[7] M. Braun, C. Sturm, A. Niethammer, and F. Jondral, “Parametrization of Joint OFDM-based Radar and Communication Systems for Vehicular Applications,” in Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, 2009 IEEE 20th International Symposium on, Sep. 2009, pp. 3020 –3024.

Теги: РЛС, MIMO, MIMO РЛС, OFDM, виртуальная антенная решетка